Moving Gjennomsnittet Nedsampling

Dette spørsmålet har allerede et svar her. Jeg har 2 datasett i Matlab som jeg må plotte mot hverandre - en på xaxis og en på yaxis. Dataene for hvert sett ble samlet inn ved hjelp av en annen metode, slik at samplingsfrekvensen er signifikant forskjellig og til jeg ikke har det samme antall datapunkter i begge settene, kan jeg ikke plotte den ene mot den andre. Det er ganske enkelt å nedprøve data i Matlab ved hjelp av downsample-funksjonen Matlab. Samplingsfrekvensen for A er 1 5s og samplingsfrekvensen for B er 0 1s Jeg har lykkes med å bruke downsample som downsample B, 15,10 for å få det til å starte samtidig -3s som betyr noe i dataene mine, så jeg trenger å få det til å starte på det tidspunktet og være på prøvetakningsfrekvensen på 1 5. Nå lurte jeg imidlertid på om det var en metode som tillot meg å ta gjennomsnittet av de 15 poengene, i stedet for å plukke ett poeng hvert 15. poeng nedprøve slik jeg har brukt det, plukker bare hver 15. poeng Jeg vil likevel gjerne at den gjennomsnittlig 1 5 poeng for meg i stedet Er det en måte å gjøre dette på. Jeg skrev en forløp for en enkel, mindre vektor for å se om jeg kunne gjøre det For A 1 2 3 4 Jeg ønsker å kondensere dataene slik at A bare har 2 oppføringer , slik at den er gjennomsnittlig A 1 og A 2 og deretter A 3 og A 4. Dette virker imidlertid ikke som jeg vil ha det fordi jeg ikke vil at den skal være gjennomsnittlig A 2 og A 3 Jeg vil at den skal ta den første 2 oppføringer, gjennomsnittlig dem, deretter de neste 2 oppføringene, deretter gjennomsnittlig dem så videre. Kan noen hjelpe. Skrevet Jan 8 15 på 10 42.merket som duplikat av Shai Matlab Brukere med Matlab-merket kan enkeltstående legge matlab-spørsmål som duplikater og åpne dem igjen etter behov 8. januar kl. 15 02. Dette spørsmålet har blitt spurt før og har allerede et svar. Hvis svarene ikke svarer fullt på spørsmålet ditt, vennligst spør et nytt spørsmål. Ja ja Beklager jeg forsøkte å se etter eksisterende svar spørsmål Jeg tror at søkeordene mine var forskjellige fra tittelen om Maheen Siddiqui 8. jan kl. 10 49.Upsampling Downsampling og Discrete-time Mo dulering. Målet med dette laboratoriet er å utdype elevers forståelse av prinsippene for diskret tidsmodulasjon, demodulering, oppsampling og down sampling. Upsampling og Downsampling. In denne delen av laboratoriet vil du eksperimentere med opp og ned prøvetaking med en faktor av 3. Først, last ned filen og skriv lasten h ved Matlab-spørringen. Dette vil laste en variabel h inn i Matlab-arbeidsområdet. Start simuleringsprosessen og bygg opp og ned prøvetagningsmodeller. Påkall at nedprøvingen krever to prosesseringsblokker 1 modulasjon med periodisk impuls tog og 2 fjerne nullprøver. En enkel måte å modulere av sekvensen er å definere sekvensen i Matlab-arbeidsområdet og deretter bringe den inn i modellen ved hjelp av en Signal From Workspace-blokk. Her er noen kode å vurdere. M 3 Faktor for opp og ned prøvetaking N lengde hp nuller N, 1 Definer en vektor av alle nuller p 1 MN 1 Sett hver tredje prøve til en. Signaloperasjonsblokkbiblioteket i DSP Blockset Library inneholder en Downsample-blokk som fjerner nullprøver Det ser slik ut. Upsampling består av to operasjoner 1 setter inn nuller og 2 lavpasfiltrering for å fjerne bilder. Dette Signaloperasjoner Block-biblioteket i DSP Blockset Library inneholder en Upsample-blokk som setter inn nuller. Det ser ut som dette. Du vet allerede om å designe lavpasfiltre ved hjelp av Matlab remez-funksjonen. Følgende er et eksempel Simulink-modell Den øvre grenen gjør ned-prøvetaking og den nederste grenen gjør oppsampling. Merk I opp - og ned-prøvetaking, vær veldig forsiktig med å angi prøvefrekvensene i hver blokk Når det er tilgjengelig, sett prøvetiden i filterblokkene til -1. Da filtrene vil arve sine prøvetider fra forrige blokk. Ellers må du stille ekspletidene eksplisitt. I denne modellen er det lagt til noen Signal To Workspace-blokker for å fange forskjellige signaler. I Simuleringsparameterdialogen, sett Starttidspunktet til 0 og Stopptidspunktet til N-1 hvor N er lengden på inngangssignalet h. I kategorien Solver-alternativer angir du T ype til Faststep. Run simuleringene lagre spektrene og tidsdomein-sekvensene av de tre signalene h, hpd, hdown Skriv en forklaring på hva du ser Gjør de to prosesseringsblokkene som brukes til nedmønsterfunksjonen som forventet Slå plott som de vist nedenfor med din skrive opp. Da er spektrene og tidsdomener-sekvensene de første få prøvene som kun beregnes ved hjelp av Simulink-modellen, overparre spektrene og tidsdomener-sekvensene av de tre signalene h, hpu, hup. Skriv en forklaring på hva du ser. de to prosesseringsblokkene som brukes til oppsamplingsfunksjonen som forventet Vend plottene som de som er vist nedenfor, med din skrive opp. Forklar hvordan du laget lavpassfilteret for oppsampling Hva var kantene på overgangsbåndet Hva var gevinsten av filteret. Nedenfor er spektra - og tidsdomænesekvensene bare de første få prøvene beregnet ved hjelp av Simulink-modellen ovenfor. Som vist ovenfor, går den oppsamlede tidsdomssekvensen gjennom prøver av de opprinnelige signaler. Dette oppnås u syng en gevinst på 3 i lavpassfilteret Du kan se forsterkningen av tre i frekvensdomenet Merk at lavpassfilteret vil forårsake en forsinkelse i det oppsamlede signalet reltive til det opprinnelige signalet I figuren ovenfor har forsinkelsen vært fjernet. Diskretidsmodulasjon og demodulasjon. Last ned filen Enhver multimedia utstyrt datamaskin med standard programvarepakker skal kunne spille denne lydfilen. Prøv det. Du gjenkjenner hva kvinnen leser. Du kan lese wav-dataene i Matlab ved å skrive. Dette laster tre variabler inn i deg Matlab arbeidsområde y er lyddata, fs er sample rate 11025 i dette tilfellet, og nbits er antall biter som brukes til å representere hver prøve i y. Spekteret av y er som vist nedenfor. Hvis du kan se, y inneholder signifikant frekvensinnhold helt ut til 0 5 diskret-tidsfrekvens som tilsvarer 11025 2 Hz kontinuerlig tidsfrekvens halv prøvefrekvensen. Bygg en Simulink-modell for å amplitude modulere y på en co-sinusformet bærer ved hjelp av en carrier frekvens av 0 2 diskret-tidsfrekvens og deretter utføre synkron demodulasjon og nedsampling for å gjenopprette spekteret til sin opprinnelige form. For å unngå aliasing må y samles opp før modulering av det. Angiv det i diskret tid, begrensningen på bæreren frekvensen er. hvor disse frekvensene er diskrete tid f-krav i rad-enheter. Hvis du hellere vil bruke enheter som er konsistente med måten vi genererer våre plott på, del deretter ulikheten over med en faktor på 2 pi som fører til følgende begrensning på bærefrekvensen. Bruk en oppsamlingsfaktor på 3. Hva er den høyeste frekvensen mellom -0 5 og 0 5 etter oppsampling med 3. Hva er den høyeste frekvensen mellom -0 5 og 0 5 i det modulerte signalet. Vill oppsampling med 3 unngå aliasing i det modulerte signalet. De to trinnene i synkron demodulasjon er 1 modulasjon multipliseres med bæreren og 2 lavpassfiltrering for å fjerne dobbeltfrekvenskomponentene. Hva er den høyeste frekvensen etter modulat ion-trinn, men før lavpasfiltrering, skjer aliasing. Hva er overgangen bandkanter og gevinsten av lavpassfilteret du brukte til demodulering. Den demodulerte og nedsamplede signalet ligner det samme som det opprinnelige signalet Forresten, hvis du vil skrive et signal ut til en wav-fil for å lytte til det, skriv følgende ved Matlab-spørringen. Skriv inn svarene dine på spørsmålene ovenfor og figurer som de som viser din modell og spektrene. Et eksempel av hva spektraene ser ut på forskjellige punkter, vises nederst på denne siden. En simuleringsmodell av det komplette systemet kan se slik ut. Spektraene til flere av mellomsignaler ser slik ut. Opphavsrett 2008, av den medvirkende forfatterens Cite-attributt Ressursadministrasjon 2006, 28. juni Upsampling Downsampling og Diskret-tidsmodulering Hentet 07 januar 2011, fra gratis nettbaserte kursmaterialer USU OpenCourseWare-nettstedet Dette arbeidet er lisensiert under en Creative Commons License. Som andre har nevnt, bør du vurdere et IIR-uendelig impulsresponsfilter i stedet for det FIR-finale impulsresponsfilteret du bruker nå Det er mer til det, men ved første øyekast implementeres FIR-filtre som eksplisitte konvolutter og IIR-filtre med ligninger. Den spesielle IIR filter Jeg bruker mye i mikrokontrollere er et enkeltpolet lavpasfilter Dette er den digitale ekvivalenten til et enkelt RC-analogfilter. For de fleste applikasjoner vil disse ha bedre egenskaper enn det boksfilter du bruker. De fleste bruksområder av et boksfilter som jeg har oppstått, er et resultat av at noen ikke betaler oppmerksomhet i digital signalbehandlingsklasse, ikke som følge av at de trenger spesielle egenskaper. Hvis du bare vil dempe høyfrekvenser som du vet er støy, er et enkeltpolet lavpasfilter bedre. Den beste måten å implementere en digitalt i en mikrokontroller er vanligvis. FILT - FILT FF NEW - FILT. FILT er et stykke vedvarende tilstand Dette er den eneste vedvarende variabelen yo du må beregne dette filteret NYTT er den nye verdien som filteret blir oppdatert med denne iterasjonen. FF er filterfraksjonen som justerer filterets tyngde. Se på denne algoritmen og se at for FF 0 er filteret uendelig tungt siden utgangen endrer aldri for FF 1, det er egentlig ikke noe filter i det hele tatt, siden utgangen bare følger inngangen. Nyttige verdier er i mellom På små systemer velger du FF til 1 2 N slik at multipliseringen med FF kan oppnås som en riktig forskyvning ved N biter For eksempel kan FF være 1 16 og multipliserer med FF derfor en riktig skift på 4 biter. Ellers trenger dette filteret bare en subtrahering og ett tillegg, selv om tallene vanligvis må være bredere enn inngangsverdien mer med numerisk presisjon i et eget avsnitt nedenfor. Jeg bruker vanligvis AD-avlesning betydelig raskere enn de trengs, og bruker to av disse filtre kaskad Dette er den digitale ekvivalenten til to RC-filtre i serie, og demper med 12 dB oktav over rullefrekvensen Men for AD-avlesninger er det vanligvis mer relevant å se på filteret i tidsdomene ved å vurdere trinnresponsen. Dette forteller deg hvor fort systemet ditt vil se en endring når det du måler endringer. For å lette utformingen av disse filtrene som bare betyr å plukke FF og bestemme hvor mange av dem som skal kaskade, bruker jeg mitt program FILTBITS Du angir antall skiftbiter for hver FF i den kaskade serien av filtre, og den beregner trinnresponsen og andre verdier. Egentlig kjører jeg vanligvis dette via min wrapper script PLOTFILT Dette kjører FILTBITS, som lager en CSV-fil, og plottar deretter CSV-filen. For eksempel, her er resultatet av PLOTFILT 4 4.De to parameterne til PLOTFILT betyr at det vil være to filtre kaskade av typen beskrevet ovenfor. Verdiene av 4 angi antall skiftbiter for å realisere multiplikasjonen med FF De to FF-verdiene er derfor 1 16 i dette tilfellet. Det røde sporet er enhetens trinnrespons, og er det viktigste å se på. For eksempel forteller dette deg t hue hvis inngangen endres øyeblikkelig, vil utgangen av det kombinerte filteret sette seg til 90 av den nye verdien i 60 iterasjoner. Hvis du bryr deg om 95 settlingstid, må du vente på 73 iterasjoner, og i 50 oppgjørstid bare 26 iterasjoner. grønt spor viser deg utgangen fra en enkelt full amplitude spike Dette gir deg en ide om tilfeldig støyundertrykkelse Det ser ut til at ingen enkelt prøve vil forårsake mer enn en 2 5 endring i utgangen. Det blå spor er å gi en subjektiv følelse av hva dette filteret gjør med hvit støy Dette er ikke en streng test siden det ikke er noen garanti for hvor nøyaktig innholdet av tilfeldige tall ble plukket som den hvite støyinngangen for denne runden av PLOTFILT Det er bare for å gi deg en grov følelse av hvor mye det vil bli squashed og hvor glatt det er. PLOTFILT, kanskje FILTBITS, og mange andre nyttige ting, spesielt for PIC-fastvareutvikling, er tilgjengelig i PIC Development Tools-programvareutgivelsen på min nedlastinger for programvare. numerisk presisjon. Jeg ser fra kommentarene og nå et nytt svar at det er interesse i å diskutere antall bits som trengs for å implementere dette filteret Merk at multipliseringen med FF vil skape Log 2 FF nye biter under binærpunktet På små systemer, FF er vanligvis valgt til å være 1 2 N slik at denne multiplikasjonen faktisk realiseres ved en rett skifting av N bits. FILT er derfor vanligvis et fast punkt heltall. Merk at dette ikke endrer noen av matematikken fra prosessorens synspunkt. For eksempel , hvis du filtrerer 10 bit AD-avlesninger og N 4 FF 1 16, så trenger du 4 brøkdeler under 10 biters heltall AD-avlesninger. En av de fleste prosessorer gjør du 16 biters heltall operasjoner på grunn av 10 biters AD-avlesningene i dette tilfelle kan du likevel gjøre nøyaktig de samme 16-biters heltalloperasjonene, men begynner med AD-lesingene til venstre skiftet med 4 bits. Prosessoren vet ikke forskjellen og trenger ikke å gjøre matematikken på hele 16 bits heltall fungerer, uansett om du anser dem å være 12 4 fast s oint eller sant 16 bit heltall 16 0 fast punkt. Generelt må du legge til N bits hver filterpole hvis du ikke vil legge til støy på grunn av den numeriske representasjonen. I eksemplet ovenfor må det andre filteret av to ha 10 4 4 18 biter for ikke å miste informasjon I praksis på en 8-bits maskin som betyr at du bruker 24 bitverdier Teknisk, bare den andre polen på to ville trenge den bredere verdien, men for enkelhet i fastvare bruker jeg vanligvis den samme representasjonen, og dermed den samme koden for alle polene i et filter. Vanligvis skriver jeg en subrutine eller makro for å utføre en filterpoleoperasjon, og deretter bruke det til hver pol. En subroutine eller makro avhenger av om sykluser eller programminne er viktigere i det aktuelle prosjektet Uansett, jeg bruker noe skrapelodd til å sende NEW inn i subroutine makroen, som oppdaterer FILT, men laster også inn i samme skrape tilstand NYTT var i Dette gjør det enkelt å bruke flere poler siden den oppdaterte FILT av en pol er den NYE av neste Når det er en subrutine, er det nyttig å få pekeren til FILT på vei inn, som oppdateres til like etter FILT på vei ut. På den måten fungerer subrutinen automatisk på etterfølgende filtre i minnet hvis det kalles flere ganger Med en makro Du trenger ikke en peker siden du sender inn adressen for å operere på hver iterasjon. Kodeeksempler. Her er et eksempel på en makro som beskrevet ovenfor for en PIC 18.Og her er en lignende makro for en PIC 24 eller dsPIC 30 eller 33. Disse eksemplene blir imidlertid implementert som makroer ved hjelp av min PIC assembler-forprosessor som er mer kapabel enn noen av de innebygde makroanleggene. clabacchio Et annet problem jeg burde ha nevnt, er implementering av fastvare Du kan skrive en enkeltpolet lavpassfilter subrutine en gang, og deretter bruke den flere ganger Faktisk skriver jeg vanligvis en slik subrutine for å ta en peker i minnet til filtertilstanden, så har du det på forhånd pekeren slik at den kan kalles i rekkefølge lett for å realisere flerpolige filtre Olin Lathrop Apr 20 12 til 15 03.1 Takk for svarene dine - alle av dem bestemte jeg meg for å bruke dette IIR-filteret, men dette filteret brukes ikke som et Standard LowPass-filter, siden jeg trenger gjennomsnittlige counterverdier og sammenligner dem for å oppdage endringer i et bestemt område, siden disse verdiene er av svært forskjellige dimensjoner avhengig av maskinvare jeg ønsket å ta et gjennomsnitt for å kunne reagere på disse maskinvarene spesifikke endringer automatisk senselen 21 mai 12 kl 12 06. Hvis du kan leve med begrensningen av en kraft på to antall elementer til gjennomsnittet, dvs. 2,4,8,16,32 etc, kan dividen enkelt og effektivt gjøres på en lav ytelse mikro med ingen dedikert deling fordi det kan gjøres som en bit skift Hvert skift høyre er en kraft på to f. eks. OPen trodde han hadde to problemer, delt i en PIC16 og minne for hans ring buffer Dette svaret viser at delingen Det er ikke vanskelig. Det tar ikke opp minneproblemet, men SE-systemet tillater delvise svar, og brukerne kan ta noe fra hvert svar for seg selv, eller til og med redigere og kombinere andre svar. Siden noen av de andre svarene krever en splittelse, er likevel ufullstendig fordi de ikke viser hvordan man effektivt oppnår dette på en PIC16 Martin 20 april 12 på 13 01. Det er et svar på et ekte glidende gjennomsnittsfilter aka boxcar filter med mindre minnebehov, hvis du ikke har det galt, kalt et kaskadeintegrator-kamfilter CIC Ideen er at du har en integrator som du tar forskjeller over en tidsperiode, og nøkkelminnebesparende enheten er at ved nedsampling behøver du ikke å lagre eve ry verdi av integratoren Det kan implementeres ved hjelp av følgende pseudokode. Din effektive bevegelige gjennomsnittslengde er decimationFactor stateize, men du trenger bare å beholde stateize-prøver. Selvfølgelig kan du få bedre ytelse dersom stateize og decimationFactor er krefter på 2, slik at divisjon og resten operatører blir erstattet av skift og maske-og. Postscript Jeg er enig med Olin om at du alltid bør vurdere enkle IIR-filtre før et glidende gjennomsnittlig filter. Hvis du ikke trenger frekvens-nullene til et boxcarfilter, en 1-polet eller 2-polet lavpasfilter vil trolig fungere fint. Hvis du imidlertid filtrerer med henblikk på dekimering, tar du en høyprøve-hastighetsinngang og gjennomsnittsverdi den for bruk ved en lavprosessprosess, da et CIC-filter kan være akkurat det du leter etter, spesielt hvis du kan bruke stateize 1 og unngå ringbufferen helt med bare en enkelt tidligere integrator verdi. Det er noen grundig analyse av matematikken bak ved å bruke de første ordene er IIR-filteret som Olin Lathrop allerede har beskrevet over på Digital Signal Processing-stakkutvekslingen, inneholder mange flotte bilder. Ligningen for dette IIR-filteret er. Dette kan implementeres ved hjelp av heltall, og ingen deling ved hjelp av følgende kode kan trenge litt feilsøking som jeg var å skrive fra minnet. Dette filteret tilnærmer et glidende gjennomsnitt av de siste K-prøvene ved å sette verdien av alfa til 1 K Gjør dette i forrige kode ved å definere BITS til LOG2 K, dvs. for K 16 sett BITS til 4, for K 4 sett BITS til 2, etc. Jeg vil verifisere koden som er oppført her så snart jeg får en endring og rediger dette svaret hvis nødvendig. Ansatt Jun 23 12 kl 04 04. Her er enpolet lavpasfilter glidende gjennomsnitt, med cutoff frekvens CutoffFrequency Svært enkel, veldig rask, fungerer bra, og nesten ingen minne overhead. Note Alle variabler har omfang utover filterfunksjonen, bortsett fra det passerte i newInput. Note Dette er et enkeltstadiefilter Flere stadier kan bli kaskad sammen for å øke skarphet av filteret Hvis du bruker mer enn ett trinn, må du justere DecayFactor som angår Cutoff-Frequency for å kompensere. Og åpenbart alt du trenger er de to linjene plassert hvor som helst, de trenger ikke egen funksjon. Dette filteret har en rampetid før det bevegelige gjennomsnittet representerer det av inngangssignalet. Hvis du trenger å omgå denne oppkjøretiden, kan du bare initialisere MovingAverage til den første verdien av newInput istedenfor 0, og håper at den første newInput ikke er en outlier. CutoffFrequency SampleRate har en rekkevidde mellom 0 og 0 5 DecayFactor er en verdi mellom 0 og 1, vanligvis i nærheten av 1.Single-presisjon flyter er gode nok for de fleste ting, jeg foretrekker bare dobbeltrom Hvis du trenger å holde fast med heltall, kan du konvertere DecayFactor og Amplitude Factor til brøkdelte tall, hvor telleren er lagret som heltallet, og nevneren er et heltall på 2, slik at du kan bitskifte til høyre som nevner i stedet for å måtte dele seg under filtersløyfen For For eksempel, hvis DecayFactor 0 99, og du vil bruke heltall, kan du angi DecayFactor 0 99 65536 64881 Og så når du multipliserer med DecayFactor i filtersløyfen, skift du bare resultatet 16.For mer informasjon om dette, en utmerket bok som s online, kapittel 19 om rekursive filtre. PS For det Moving Average paradigmet, en annen tilnærming til å sette DecayFactor og AmplitudeFactor som kan være mer relevant for dine behov, la oss si at du vil ha det forrige, ca 6 elementer i gjennomsnitt tog eter, gjør det diskret, du d legger til 6 elementer og deler med 6, slik at du kan sette AmplitudeFactor til 1 6 og DecayFactor til 1 0 - AmplitudeFactor. answered 14 mai 12 på 22 55. Alle andre har kommentert grundig på verktøyet av IIR vs FIR, og på power-of-two divisjon Jeg vil bare gi noen implementasjonsdetaljer. Nedenfor fungerer bra på små mikrocontrollere uten FPU. Det er ingen multiplikasjon, og hvis du beholder N en kraft på to, vil hele divisjonen er single-cycle bit-shifting. Basic FIR ring buffer holde en kjører buffer av de siste N verdiene, og en kjører SUM av alle verdiene i bufferen Hver gang en ny prøve kommer inn, trekker du den eldste verdien i bufferen fra SUM , erstatt den med den nye prøven, legg til den nye prøven til SUM, og utdata SUM N. Modified IIR ringbufferen holde en løpende SUM av de siste N-verdiene Hver gang en ny prøve kommer inn, SUM - SUM N, legger du til den nye prøve og utdata SUM N. answered 28 Aug 13 på 13 45. Hvis jeg leser deg riktig, beskriver du en første ordre IIR filtrere verdien du trekker, er ikke den eldste verdien som faller ut, men er i stedet gjennomsnittet av tidligere verdier. Førstegangs IIR-filtre kan sikkert være nyttig, men jeg er ikke sikker på hva du mener når du foreslår at utgangen er den samme for alle periodiske signaler Ved en 10 kHz samplingsfrekvens vil fôring av en 100 Hz firkantbølge i et 20-trinns boksfilter gi et signal som stiger jevnt for 20 prøver, sitter høyt for 30, faller jevnt for 20 prøver og sitter lavt for 30 En førstegangs IIR filter supercat Aug 28 13 til 15 31. vil gi en bølge som skarpt begynner å stige og gradvis avtar nær, men ikke ved inngangs maksimum, så begynner det å falle og gradvis avstand nær, men ikke ved inngangen minimum Svært ulik adferd supercat Aug 28 13 til 15 32. Et problem er at et enkelt bevegelige gjennomsnitt kan eller ikke kan være nyttig Med et IIR-filter kan du få et fint filter med relativt få beregninger. Den FIR du beskriver kan bare gi deg en rektangel i tid - en sync i freq - og du kan ikke styre sidelobene. Det kan være vel verdt det å kaste inn noen få heltall multipliserer for å gjøre det til en fin symmetrisk tunbar FIR hvis du kan spare klokken ticks Scott Seidman Aug 29 13 på 13 50. ScottSeidman Nei behov for multipliserer hvis man bare har hvert trinn i FIR, enten utdataene gjennomsnittet av inngangen til det stadiet og dets tidligere lagrede verdi, og deretter lagre inngangen hvis man har numerisk rekkevidde, man kan bruke summen heller enn gjennomsnittet, enten det s bedre enn et boksfilter avhenger av applikasjonen, vil trinnresponsen til et boksfilter med en total forsinkelse på 1 ms for eksempel ha en stygg d2 dt spike når inngangen endres, og igjen 1 m senere, men vil ha det minste mulige d dt for et filter med totalt 1ms forsinkelse supercat Aug 29 13 på 15 25. Hvis mikeselektriske stoffer sa at hvis du virkelig trenger å redusere minnebehovet, og du ikke husker at ditt impulsrespons er eksponentielt i stedet for en rektangulær puls, ville gå for en eksponentiell flytende ave raser filter Jeg bruker dem i stor grad Med den typen filter trenger du ikke noen buffer Du trenger ikke å lagre N forbi prøvene Bare en Så, dine minnekrav blir kuttet ned med en faktor N. Også du trenger ikke noen divisjon for det Bare multiplikasjoner Hvis du har tilgang til flytpunkt-aritmetikk, bruk flytende punktmultiplikasjoner Ellers gjør vi multipeltall og skift til høyre Vi er imidlertid i 2012, og jeg vil anbefale deg å bruke kompilatorer og MCUer som tillater deg for å arbeide med flytende punktnumre. I tillegg til å være mer minneeffektiv og raskere, trenger du ikke å oppdatere elementer i noen sirkulær buffer, jeg vil si det er også mer naturlig fordi en eksponentiell impulsrespons passer bedre til måten naturen oppfører seg, i de fleste tilfeller. ansvaret 20. april 12 på 9 59. Et problem med IIR-filteret som nesten berørt av olin og supercat, men tilsynelatende ignorert av andre, er at avrundingen introduserer noe upresisjon og potensielt bias trunkering forutsatt at N jeg en kraft av to, og bare heltall aritmetikk er brukt, skiftet rett eliminerer systematisk LSBene i den nye prøven. Det betyr at hvor lenge serien kan være, vil gjennomsnittet aldri ta hensyn til disse. For eksempel antar du sakte fallende serie 8,8,8 8,7,7,7 7,6,6, og antar at gjennomsnittet faktisk er 8 i begynnelsen. Neven 7-prøven vil gi gjennomsnittet til 7, uansett filterstyrken Bare for en prøve Samme historie for 6 osv. Tenk på det motsatte serien går opp. Gjennomsnittet vil forbli på 7 for alltid, inntil prøven er stor nok til å gjøre det endres. Selvfølgelig kan du korrigere for bias ved å legge 1 2 N 2, men som vant t virkelig løse presisjon problemet i så fall vil den avtagende serien forbli for alltid ved 8 til prøven er 8-1 2 N 2 For N 4 for eksempel vil enhver prøve over null holde gjennomsnittet uendret. Jeg tror en løsning for Det ville innebære å holde en akkumulator av de tapte LSBene. Men jeg gjorde det ikke så langt å ha kode klar, og jeg er ikke sikker på at det ikke ville skade IIR-strømmen i noen andre tilfeller av serier, for eksempel om 7,9,7,9 ville gjennomsnittlig til 8 da. Olin, din to-trinns kaskade vil også trenge en forklaring. Mener du å holde to gjennomsnittsverdier med resultatet av den første som er matet inn i det andre i hver iterasjon. Hva er fordelen med dette.